LTC3802設計在高輸入電壓產生低輸出電壓方面表現出色，這是快速cpu電源的常見問題。它是線性技術家族中最新的高速，電壓反饋，同步降壓調節器控制器。它保留了LTC1702A的恒頻架構和突發模式 操作，同時改進了其性能并增加了功能(見表1)。

輸入電源工作范圍從標稱5V擴展到整個3V-30V范圍。內部參考電壓降低，允許輸出低至0.6V。先進的調制方案促進了這些低占空比和快速開關頻率。這兩個通道仍然運行180°缺相，有效地使輸入旁路電容器看到的開關脈沖頻率增加一倍，從而降低其RMS電流并降低其所需值，但新的PLLIN引腳通過允許兩個LTC3802s控制4相轉換器擴展了這些好處。該引腳還允許外部同步開關頻率從330kHz-750kHz，而不是固定的550kHz。輸出電壓跟蹤控制兩個通道在上電和下電過程中的輸出壓擺率，以滿足各種電源順序要求。

邊沿調制

LTC3802采用高開關頻率和精密電壓反饋架構，在其兩個輸出端提供卓越的調節和瞬態響應性能。10MHz增益帶寬反饋運放允許回路交叉超過開關頻率的十分之一，無論該頻率是外部同步的還是運行在默認的550kHz。大型集成柵極驅動器允許LTC3802在整個開關頻率范圍內有效地控制多個mosfet。

典型的LTC3802應用將一個高輸入電壓源向下轉換為兩個低輸出電壓電源，并要求兩個通道在低占空比下運行。這樣的應用對傳統的PWM控制器提出了幾個挑戰。首先，在控制開關(頂部MOSFET)打開后，控制器被迫做出關于脈沖寬度的決定。buck變換器中控制開關的導通是整個開關周期中噪聲最大的事件。輸入電源電流由零電流跳變到負載電流，引起地跳變;電感飛節點電壓的大擺幅會進一步在控制器中誘發噪聲。這兩種事件都會在轉換后的前100ns-200ns內中斷PWM比較器的工作，產生隨機的控制脈寬變化和不規則的電感電流紋波。

傳統PWM操作方案的第二個挑戰是PWM比較器的響應時間限制了控制器的最小脈沖寬度。一個典型的PWM比較器至少需要100ns來切換輸出。這設置了開關的最小頂門導通時間。第三，傳統后緣調制的瞬態恢復速度慢。內部時鐘以固定的時間間隔打開控制開關，而不管輸出電壓(V(OUT))如何。如果頂門關斷后負載電流跳升，控制器必須等待下一個時鐘周期給輸出電容充電。在這種情況下，開關頻率較慢的控制器可能有較大的輸出下降。

LTC3802采用邊緣調制架構來克服這三個障礙。在典型的LTC3802開關周期中，PWM比較器打開頂部MOSFET;內部主時鐘將其關閉。比較器在mosfet切換前的安靜間隔內做出決定，避免脈寬抖動。

圖1顯示了邊沿調制架構的PWM開關波形。圖2顯示了由于相對較高的輸入電源電壓導致的誤差放大器輸出噪聲，即使有這種噪聲，LTC3802仍保持穩定的開關波形。在更低的占空比下，比較器的傳播延遲不再限制頂柵極的最小脈沖寬度;開關反饋回路調整占空比以提供正確的輸出電壓。圖3顯示了30V到1V降壓變換器產生的窄TG脈沖。使用550kHz開關頻率轉換器，TG脈沖寬度僅為60ns!傳統PWM變換器中的比較器不夠靈敏，不能允許如此窄的脈沖寬度;否則它們很容易被噪音觸發。

邊緣調制也產生快速負載瞬態響應。一旦輸出負載，誤差放大器感知輸出下垂，控制器立即打開頂部MOSFET以補充輸出電容。LTC3802不需要等待下一個時鐘周期來使能頂門。當負載被移除時，欠沖恢復時間由誤差放大器頻率補償網絡決定。在任何一種情況下，在550kHz的開關頻率下，恢復時間都很容易低于20μs。這種快速的瞬態響應，加上在高開關頻率下產生的低輸出紋波電流，減少了在負載瞬態期間支持輸出電壓所需的輸出電容量。

LTC3802包括對線路瞬態的補償。線路前饋補償輸入監視電源(V(IN))，立即調制PWM比較器的輸入并以反比方式改變脈沖寬度。而不是等待輸出電壓下降，前饋補償繞過反饋回路，并在線路瞬態期間提供出色的調節(圖4)。

可編程上電，下電跟蹤

下一代電源模塊使用上電、下電跟蹤來減少為現代數字半導體(如dsp、微處理器、fpga和asic)供電所需的外部電路數量。這樣的設備至少需要兩個電源電壓，一個為高速核心邏輯供電，另一個為I/O接口供電。這些電壓必須按控制良好的順序施加。

在上電和斷電期間，電源起始點和斜坡速率的變化可能導致電流在隔離結構之間流動。當電流過長或過大時，這些電流會縮短半導體器件的壽命，或觸發鎖存器導致器件故障。

為了滿足這些測序要求，電源系統設計人員可以通過使用LTC3802易于編程的上、下電跟蹤來避免增加額外的電路。LTC3802可以遵循兩種不同的方案:比率跟蹤和同步跟蹤。

通過比率配置，LTC3802產生兩種不同的輸出壓轉率(V(OUT1) >V (OUT2))。由于每個通道的擺壓率與其對應的輸出電壓成正比，因此兩個輸出同時達到其穩態值。

同步配置在兩個輸出端產生相同的壓轉率，因此具有較低V(OUT)的通道首先達到其穩態值。

圖5顯示了跟蹤是如何實現的簡化示意圖。在上電或下電期間，跟蹤放大器，TRACK，伺服跟蹤反饋回路并迫使FBT處于與CMPIN2相同的電位。設置R(T5) = R51為比例啟動，設置R(T5) = R52為同步啟動。通過斷開FBT電阻分壓器并將FBT短接到CMPIN2，跟蹤功能可以很容易地禁用。

要獲得正確的斷電順序，請將PHASEMD引腳接地。這打開一個內部電流源，緩慢地釋放軟啟動電容器。一旦RUN/SS電位低到足以控制占空比，跟蹤放大器控制并伺服跟蹤反饋回路以產生選定的輸出斜坡。注意，在這個跟蹤方案中，沒有主從分配;如果其中一個輸出變低，另一個通道的輸出也會隨之變低。圖5是10歐姆載荷作用下的比例跟蹤波形和重合跟蹤波形。

圖6a至6c顯示了其中一個通道電流受限時的上電和下電波形。圖6a顯示，當FBT短接到CMPIN2時，跟蹤功能被禁用。第一個波形顯示，當通道1受到電流限制時，由于較低的RUN/SS電壓(兩個通道共享相同的RUN/SS引腳)，通道2的輸出電位降低。第二張照片顯示，當通道2限流時，通道1的3.3V輸出電壓低于標稱電壓。圖6b和6c顯示了比例跟蹤和同步跟蹤的輸出波形。圖6b顯示，對于比率跟蹤，如果其中一個輸出電流受限，則另一個輸出被拉低，以使兩個輸出保持其電壓比。另一方面，對于圖6c所示的同步跟蹤配置，即使只有一個通道受到電流限制，兩個通道也具有相同的輸出電壓。

當前的限制

LTC3802底部MOSFET電流感測架構不僅消除了外部電流感測電阻和高電流路徑中相應的功率損耗，而且即使在極低的占空比下也允許大范圍的輸出電壓。

LTC3802的限流方案通過采用用戶可編程的限流電平改進了LTC1702A的限流方案。它的工作原理是，當它接通時，感應底部MOSFET的V(DS)下降，并將該電壓與I(MAX)的編程電壓進行比較。

I(MAX)引腳包括一個修整后的10μA電流，允許用戶通過一個電阻R(IMAX)到地來設置I(MAX)電壓。電流比較器參考輸入等于V(IMAX)除以5(見圖7)。當穿過底部MOSFET的電壓大于其參考電壓時，電流比較器開始限制輸出電流。限流檢測器連接內部100μA電流源。

一旦發生限流，該電流源開始在RUN/SS處釋放軟啟動電容器，減小占空比，從而降低輸出電壓，直到電流降至限流以下。軟啟動電容器在對占空比產生任何影響之前需要移動相當數量，從而增加延遲，直到電流限制生效。這允許LTC3802在保持輸出電壓調節的同時經歷短暫的過載條件。

然而，在高輸入電壓下，即使是很小的RUN/SS時間延遲也可能在嚴重短路期間導致輸出電流嚴重超調。為了避免這種情況，LTC3802增加了一個硬限流電路。

如果負載電流大于編程電流限制閾值的1.5倍，LTC3802立即關閉頂部MOSFET。這阻止了電感電流的增加。此時，如果CMPIN(采樣V(OUT))比標稱值低10%，LTC3802硬限流鎖存，并以大于1mA的電流源放電RUN/SS電容器，直到RUN/SS達到其關斷閾值。一旦RUN/SS完全放電，LTC3802再次進行軟啟動循環。圖8顯示了12V-3.3V轉換器輸出嚴重短路時的波形。

結論

高效率LTC3802是線性技術公司恒頻、電壓反饋、同步n通道控制器家族的最新成員。憑借其獨特的強大功能和性能改進(如表1所示)，它在LTC1702/LTC1702A的基礎上進行了改進，是高輸入電壓和低占空比應用的理想選擇。LTC3802提供小型28引腳SSOP和32引腳(5mm × 5mm) QFN封裝，使整個87W轉換器的布局小于6平方英寸(圖9)。